《t型三電平并網逆變器控制研究》文獻綜述

1、<p>　　《T型三電平并網逆變器控制研究》文獻綜述</p><p><b>　　1.發(fā)展背景2</b></p><p>　　2.國內外發(fā)展現狀2</p><p>　　3.兩電平逆變器3</p><p>　　3.1兩電平逆變電路原理圖3</p><p>　　3.2兩電平

2、逆變電路仿真波形4</p><p>　　3.3正弦脈寬調制的調制算法4</p><p>　　4.三電平逆變器4</p><p>　　4.1二極管鉗位型三電平逆變器5</p><p>　　4.11二極管鉗位式三電平逆變器主電路結構圖5</p><p>　　4.12二極管鉗位式三電平逆變器工作原理5<

3、;/p><p>　　4.13二極管鉗位式逆變器特點6</p><p>　　4.2與兩電平逆變器比較6</p><p>　　5.T型三電平逆變電路7</p><p>　　5.1T型三電平逆變器主電路結構圖7</p><p>　　5.2T型三電平逆變器主電路工作原理8</p><p>

4、　　5.3與NPC型三電平逆變器的比較9</p><p>　　6.空間矢量脈寬調制方法10</p><p>　　6.1基本思想10</p><p>　　6.2原理與實現10</p><p>　　6.3直流電壓利用率11</p><p>　　6.4調制函數12</p><p&g

5、t;　　7.中性點平衡分析與設計12</p><p>　　8.濾波器設計13</p><p>　　8.1逆變器輸出電壓波形的技術指標13</p><p>　　8.2三相 SPWM 逆變電路諧波分析13</p><p>　　8.3輸出電壓周期對諧波影響15</p><p>　　8.4調制電壓對諧波含

6、量的影響15</p><p>　　8.5巴特沃思濾波器設計步驟15</p><p>　　9.逆變器的PFC分析與設計16</p><p>　　9.1設計背景17</p><p>　　9.2交錯并聯(lián)Boost PFC電路17</p><p>　　9.3主要元件參數設計18</p>&l

7、t;p>　　9.31儲能電感設計18</p><p>　　9.32輸出電容設計20</p><p>　　附錄：參考文獻20</p><p><b>　　發(fā)展背景</b></p><p>　　隨著全球能源危機和環(huán)境污染問題的日益嚴重，并網逆變器的研發(fā)受到世界各國的普遍關注。并網效率和并網電流電能質量是并網逆變器

8、的兩個重要指標,PWM調制方式對效率和并網電流電能質量存在關鍵的影響。在此背景下，研究逆變器的拓撲結構以及其控制策略和并網控制方案。 </p><p>　　隨著太陽能、UPS技術的不斷發(fā)展和市場的不斷擴大，對逆變器效率的要求也越來越被制造商所重視，因此三電平的拓撲結構便應運而生。眾所周知，傳統(tǒng)的兩電

9、平并網逆變器開關損耗大，直流電壓利用低，輸出電流諧波高，無法實現高壓高質量的并網要求。多電平逆變器不同于兩電平變換器，其中采用電容或獨立電源等方式產生多個電平，通過將多個功率器件按一定的拓撲結構組成可提供多電平輸出的逆變電路，其主要目的是以盡量多的電平輸出來逼近理想的正弦波形，從而減弱輸出波形中的諧波影響。在獲得高壓輸入輸出特性的同時，多電平逆變器也減輕了器件上的高壓應力，可以使用較低電壓等級的器件構造高壓變流器，解決了器件串并聯(lián)帶來的

10、問題。多電平逆變器的出現，是電力電子技術發(fā)展的一個里程碑，它使得高壓變頻調速技術迅速走向了實用化，讓我們看到了高性能控制在高壓變頻技術上的應用的希望。近幾年來 ,多電平逆變器成為人們研究的熱點課題 .三電平逆變器是多電平逆變器中最簡單又最實用的一種電路。與傳統(tǒng)兩電平結構相比，三電平結構除了使單個IGBT阻斷電壓減半之外，還具有諧波小、損耗低、效率高等優(yōu)勢。</p><p>　　前幾年,隨著西班牙、德國、美國、日本

11、對本國光伏產業(yè)的政策扶持，全球光伏發(fā)電逆變器的銷售額逐年遞增,光伏發(fā)電用逆變器進入了一個快速增長的階段。但目前全球光伏逆變器市場基本被國際幾大巨頭瓜分，歐洲是全球光伏市場的先驅,具備完善的光伏產業(yè)鏈，光伏逆變器技術處于世界領先地位。SMA 是全球最早也是最大的光伏逆變器生產企業(yè)(德國市場占有率達 50%以上)，約占全球市場份額的三分之一,第二位是 Fronius。全球前七位的生產企業(yè)占領了近 70%的市場份額。金融危機以后，美國、意大利

12、市場迅猛發(fā)展，尤其是美國市場,奧巴馬政府上臺以后，發(fā)展速度非常之快,將取代德國成為世界上最大的光伏逆變器消費市場。</p><p>　　目前國內光伏并網逆變器市場規(guī)模較小，國內生產逆變器的廠商眾多，但專門用于光伏發(fā)電系統(tǒng)的逆變器制造商并不多，但是不少國內企業(yè)已經在逆變器行業(yè)研究多年，已經具備一定的規(guī)模和競爭力，但在逆變器技術質量、規(guī)模上與國外企業(yè)仍具有較大差距。國內市場規(guī)模雖然較小，但未來光伏電站市場的巨大市場發(fā)

13、展空間和發(fā)展?jié)摿o國內企業(yè)帶來發(fā)展的歷史機遇。逆變器仍需進一步提高和發(fā)展。這也就是研究并網逆變器的意義之所在。</p><p><b>　　國內外發(fā)展現狀</b></p><p>　　三電平結構作為多電平逆變器拓撲結構之一，自日本長岡科技大學難波江章（A.Nabae）等人于1980 年在IEEE 工業(yè)應用年會提出以來，這種拓撲結構在實際工業(yè)現場獲得了廣泛的應用。<

14、;/p><p>　　從20世紀90年代以來，以高壓IGBT、IGCT為代表的性能優(yōu)異的復合器件的發(fā)展引人注目，并在此基礎上產生了很多新型的高壓大容量變換拓撲結構，成為國內外學者和工業(yè)界研究的重要課題。我國也有不少單位在研究、開發(fā)和引進高壓大容量多電平變換器的技術和設備。三電平逆變器的結構較簡單，其電路拓撲形式從一定意義上來說可以看成多電平逆變器結構中的一個特例，它的中點鉗位及維持中點電位動態(tài)平衡技術、功率器件尖峰吸收

15、緩沖電路、PWM算法簡化及控制策略、高壓功率器件的驅動及系統(tǒng)的工作電源等也是多電平逆變器控制需要研究解決的問題。從目前功率開關器件發(fā)展的水平來看，短時間還不可能出現耐壓上萬伏的器件，多電平技術是解決高壓大功率變頻調速的一個有效途徑同時在當前電力系統(tǒng)高壓直流輸電的趨勢下，多電平技術在電力輸配電方面也有著重要的作用。 目前關于三電平逆

16、變器拓撲研究主要包括幾種：（1）二極管箝位型三電平逆變器（又稱npc型）,是三電平逆變器拓撲結構中發(fā)展最早的也是目前應用最普遍的一種拓撲結構。（2）飛跨電容式多</p><p>　　在T型三電平并網逆變器中的常用的調制方式有兩種：（1）空間矢量控制（2）不連續(xù)調制。其中空間電壓矢量脈寬調制(SVPWM)方法輸出電流諧波成分少、低脈動轉矩、具有比SPWM高15％的電源利用率，物理概念清晰，算法簡單且適合數字化方案，

17、適合于實時控制，是三電平逆變器首選的PWM控制方法。</p><p>　　目前多電平逆變器研究的難點主要集中多電平逆變器技術所固有的一些缺陷，例如這種技術開關管子比較多，控制比較復雜；中點鉗位結構的多電平逆變器中，存在直流側電壓平衡問題等因此隨著相關技術的發(fā)展和新型控制策略的提出，多電平技術將會發(fā)展到一個新的階段。</p><p><b>　　兩電平逆變器</b>&l

18、t;/p><p>　　兩電平逆變電路原理圖</p><p><b>　　圖1原理圖</b></p><p>　　兩電平逆變電路仿真波形</p><p><b>　　圖2仿真波形</b></p><p>　　正弦脈寬調制的調制算法</p><p>　　三角波

19、變化一個周期，它與正弦波有兩個交點，控制逆變器中開關元件導通和關斷各一次。要準確的生成SPWM波形，就要精確的計算出這兩個點的時間。開關元件導通時間是脈沖寬度，關斷時間是脈沖間隙。正弦波的頻率和幅值不同時，這些時間也不同，但對計算機來說，時間由軟件實現，時間的控制由定時器完成，是很方便的，關鍵在于調制算法。調制算法主要有自然采樣法、規(guī)則采樣法、等面積法等。</p><p><b>　　自然采樣法

20、0;</b></p><p>　　按照SPWM控制的基本原理，在正弦波與三角波的交點進行脈沖寬度和間隙的采樣，去生成SPWM波形，成為自然采樣法。</p><p><b>　　規(guī)則采樣法</b></p><p>　　為使采樣法的效果既接近自然采樣法，沒有過多的復雜運算，又提出了規(guī)則采樣法。</p><p>　

21、　其出發(fā)點是設法使SPWM波形的每個脈沖都與三角波中心線對稱。這樣計算就大大簡化了。</p><p>　　雙極性正弦波等面積法</p><p>　　正弦波等面積算法的基本原理為:將一個正弦波等分成H個區(qū)段，區(qū)段數Ht一定是6的整數倍，因為三相正弦波，各項相位互差120°，要從一相正弦波方便地得到其他兩相，必須把一個周期分成6的整數倍。Ht越大，輸出波形越接近正弦波。在每一個區(qū)段，

22、等分成若干個等寬脈沖(N)，使這N個等寬脈沖面積等于這一區(qū)段正弦波面積。采用這種方法既可以提高開關頻率，改善波形，又可以減少計算新脈沖的數量，節(jié)省計算機計算時間。其正弦波面積為 。輸出頻率f與區(qū)段數Hi，每個區(qū)段脈沖數N及脈沖周期T（us）之間的關系式???</p><p><b>　　三電平逆變器</b></p><p>　　二極管鉗位型三電平逆變器<

23、;/p><p>　　二極管鉗位型逆變器又稱中性點鉗位型(Neutral Point Clamped-NPC)逆變器。電路結構由A．Nabce等人在1980年JAS年會上提出，以兩電平逆變器為基礎，直流側電容數量增加到兩個，每相橋臂開關管數量由兩電平的兩個變?yōu)樗膫€，并在每相橋臂上增加鉗位二極管。從而在正、負兩種電平的基礎上，加入了一個0電平，變成三電平，使得輸出電壓波形的正弦度提高，波形質量有一定改善。</p&g

24、t;<p>　　4.11二極管鉗位式三電平逆變器主電路結構圖</p><p><b>　　圖3主電路結構圖</b></p><p>　　4.12二極管鉗位式三電平逆變器工作原理</p><p>　　每個橋臂由兩個開關管串組成，每個串由兩個相匹配的管串聯(lián)而成，降低管子的耐壓。 每個橋臂具有三種輸出狀態(tài)0，1和2，以A相電路

25、為例，當、導通時，A相為0態(tài)，輸出電壓為；當、導通時，A相為1態(tài)，電壓為0；當、導通時，A相為2態(tài)，輸出電壓為。于是A相輸出可以得到、0、個值。 </p><p>　　表1 二極管鉗位式三電平逆變器開關狀態(tài)與輸出電壓的關系</p><p>　　對于三相三電平逆變器由于每相都有三種電平輸出，故三相輸出共有33=27個電平狀態(tài)，對應著空間矢量控制的27個矢量狀態(tài)，如圖2所示。</p>

26、;<p>　　圖4  三電平逆變器電壓空間矢量圖</p><p>　　4.13二極管鉗位式逆變器特點</p><p>　　每個開關器件承受的直流側電壓值降低為直流側電壓值的一半；波形質量得到改善的同時降低了開關頻率；</p><p>　　電壓上升率dv／dt降低為兩電平變流器的一半；</p><p>　　輸出

27、電壓電平數的增多，每個電平相對幅值降低，電壓變化減小，電流脈動降低，降低了電磁干擾；</p><p>　　三相中某項輸出電壓為零時有電流流入或流出直流側電容中點，當流入與流出電流不相等時造成上下電容電壓不等，中點電位漂移，影響輸出電壓波形質量；</p><p>　　同一橋臂上的功率器件的開關頻率不同，橋臂中部的功率開關和靠近直流母線側的功率開關相比，前者的導通時間遠大于后者，所承擔的負荷也

28、較重。造成開關器件的利用率不同。</p><p><b>　　與兩電平逆變器比較</b></p><p>　　與二電平逆變器相比，三電平逆變器的主要優(yōu)點是：</p><p>　　器件相對于中間回路直流電壓具有2倍的正向阻斷能力；</p><p>　　同樣功率等級的半導體開關器件，輸出功率可以提高一倍，開關頻率降低50％；

29、</p><p>　　三電平拓撲把輸出第一組諧波移頻帶移至二倍開關頻率的頻帶區(qū)，提高了諧波頻率，減小了濾波器的體積，同樣控制方式下，三電平逆變器的輸出諧波小。因此，三電平逆變器在高壓、大功率領域得到了廣泛的應用。</p><p><b>　　T型三電平逆變電路</b></p><p>　　T型三電平逆變器主電路結構圖</p>&l

30、t;p><b>　　圖5 結構圖</b></p><p>　　圖6 T型三電平逆變器單向拓撲</p><p>　　T型三電平逆變器主電路工作原理</p><p>　　T字型電路和NPC三電平相比較,使用的器件更少,少了兩個符位二極管;從電路上面可以看出來,在輸出正電平或者負電平時,電流流經器件的個數減少了,相應的導通損耗也會減小。T型三電

31、平根據反向串聯(lián)的箝位開關接法不同分為共集電極和共發(fā)射極兩種,原理上并沒有什么不同,但是對于三相電路來說,兩電平電路需要4路獨立的驅動電源,NPC電路需要10路獨立</p><p>　　的驅動電源,共發(fā)射極的T型三相電路需要7路,而共集電極只需要5路,更有利于功率密度的提升。</p><p><b>　　圖7電平空間矢量圖</b></p><p>

32、;　　與NPC型三電平逆變器的比較</p><p><b>　　芯片阻斷電壓不同</b></p><p>　　三電平NPC型電路中，4個IGBT管均承受相同的電壓，而T型Q1和Q4管承受兩倍的電壓。比如，若直流母線為600V時，NPC型4個IGBT管阻斷電壓為600V/650V, 而T型Q1&Q4管為1200V. 1200V的IGBT芯片比600V/650V芯

33、片有更大的開關損耗及導通損耗，這意味著芯片的發(fā)熱更大，需要更多的硅芯片。而硅芯片的增加，成本也必然隨之增加。然而在實際上，對于NPC型電路，當兩個開關管的電壓串聯(lián)承受2倍BUS電壓時，由于元件本身的差異，兩個開關管承受的的電壓不可能完全相同，因此，為了保證開關管的安全工作，NPC型電路中開關管也應按照承受2倍BUS電壓去設計。所以，從實際角度出發(fā)，在開關耐壓的選擇上，NPC型電路并沒有太大優(yōu)勢。</p><p>

34、<b>　　元件數量不同</b></p><p>　　從拓撲結構圖中，很容易可以看出T型電路要比NPC型電路少兩個Diode，這對于減少空間有好處。</p><p><b>　　控制時序不同</b></p><p>　　三電平NPC型需先關斷外管Q1/Q4,再關斷內管Q2/Q3,防止母線電壓加在外管上導致?lián)p壞；而T型則無時

35、序上的要求。另外，對于NPC型拓撲，在驅動設計時需要有4個獨立電源；而對于T型共發(fā)射極拓撲，只需要3個獨立電源。</p><p><b>　　效率不同</b></p><p>　　NPC型與T型損耗有所差異，在功率因數接近1時，開關頻率增大（>16KHz）,三電平NPC型（600V）損耗更低，效率更高；而開關頻率減少時（<16KHz），三電平T型（1200

36、V）損耗更低，效率更高。</p><p><b>　　換流路徑不同</b></p><p>　　在T型拓撲中，外管與內管之間的轉換路徑均為一致；而在NPC型拓撲中，換流路徑有所不同，分為短換流路徑與長換流路徑，所以用分立模塊做三電平NPC型拓撲時，必須要注意其雜散電感與電壓尖峰的問題。</p><p>　　注：當開關頻率在13KHz左右，TNP

37、C型拓撲結構產生的損耗更小</p><p>　　空間矢量脈寬調制方法</p><p><b>　　基本思想</b></p><p>　　經典的spwm 控制主要著眼于使逆變器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。然而交流電機輸入三相正弦電流的最終目的是在電機空間形成圓形旋轉磁場，從而產生恒定的電磁轉矩。svpwm 則把逆變器和交流電

38、動機視為一體,著眼于如何使電機獲得圓形旋轉磁場，以減少電機轉矩脈動。具體地說，它以三相對稱正弦電壓供電時交流電機定子的理想磁鏈圓為基準，用三相逆變器的不同開關模式所產生的實際磁鏈矢量去逼近基準磁鏈圓 ，并由它們比較的結果決定逆變器開關狀態(tài) 形成pwm波.</p><p><b>　　原理與實現</b></p><p>　　三相電壓型橋式逆變器有８種開關狀態(tài)，對８種狀態(tài)

39、，分別輸出８個基本電壓矢量Ｖk ,包括Ｖｏ,Ｖ７ 兩個零矢量，６個非零基本矢量。原理如下圖：</p><p>　　圖8 svpwm原理圖</p><p>　　在αβ復平面內 ８個基本電壓矢量可用下列方程表示：</p><p>　　其中，ＶＦ 為基本電壓矢量的模。由電壓空間矢量的定義式為：</p><p>　　可得出非零基本電壓矢量的模，ＶＦ

40、＝２ Ｖｄｃ/３</p><p>　　任意相位的電壓矢量是由８個基本電壓矢量的線性組合來獲得。參考電壓矢量為：</p><p>　　根據面積等效原理得：</p><p>　　聯(lián)立式（１） 式（４）可解得參考電壓矢量所在扇區(qū)的兩基本電壓矢量的作用時間為：</p><p>　　在一個完整的載波周期ＴＰＷＭ 內。當ｔ ｋ，ｔｋ＋１不足時，插入零矢量

41、補足。</p><p><b>　　直流電壓利用率</b></p><p>　　可以證明：兩個電壓矢量所能合成的等效電壓矢量正好在由它們圍成的三角形的內部和邊界上。由此，可以得出ＳＶＰＷＭ 的線性調制區(qū)——六邊形的內切圓所包圍的區(qū)域如圖所示：</p><p><b>　　圖9 線性調制區(qū)域</b></p>&

42、lt;p>　　圖中的內切圓的半徑即為線性調制可輸出相</p><p>　　電壓幅值最大值，為 Ｖｄｃ/√3 。下面的理論分析可以得出一致的結論。線性調制區(qū)滿足約束為：</p><p>　　聯(lián)立式（５）~ （６）， 可以求得線性調制區(qū)域逆變器輸出電壓矢量的大小滿足: </p><p>　　進一步，線性調制區(qū)輸出相電壓幅值為：</p><p&

43、gt;　　所以，ＳＶＰＷＭ 線性調制輸出的最大基波相電壓幅值為Ｖｄｃ/ √ 3 ，而ＳＰＷＭ 線性調制時輸出的最大基波相電壓幅值為Ｖｄｃ/2。圖中包圍陰影的內圓是ＳＰＷＭ 的線性調制區(qū)域。可見ＳＶＰＷＭ 直流電壓利用率比ＳＰＷＭ 提高了１５．４７％。</p><p><b>　　調制函數</b></p><p>　?。樱郑校祝?隱含的相電壓調制函數為：</p&

44、gt;<p>　　定義周期函數f(θ)，在[ 0 ~ 2π ] 上的定義為：</p><p>　　其傅里葉級數展開為：</p><p>　　可見，ＳＶＰＷＭ 調制函數主要由基波和三次諧波構成。除基波分量外，其余都是零序分量fzn(θ), 典型的ＳＶＰＷＭ 是一種在ＳＰＷＭ的相調制波中加入零序分量后, 進行規(guī)則采樣得到的結果。ＳＶＰＷＭ和ＳＰＷＭ不是２種孤立的調制方式，它們之間

45、有內在的聯(lián)系。</p><p>　　中性點平衡分析與設計</p><p>　　雖然三電平變流器有著直流側電壓等級高，諧波含量少等比起兩電平非常突出的優(yōu)點，但是也有著其本身固有的缺點，中點電位的不平衡問題（Neutral Point Potential Unbalance）。導致中點電位偏移或者波動的原因有很多種，例如功率器件的參數不同或者直流側電容的電容值不一樣，都會導致在穩(wěn)態(tài)工作的時候造

46、成中點電位的緩慢偏移。中點電位的偏移會導致加在兩個直流側電容的電壓嚴重不平衡，使輸出電壓由三電平變?yōu)閮呻娖?，電壓畸變嚴重，再嚴重時會使直流側電壓都加在一個電容上，損壞直流側電容。中點電位的波動，會引起輸出電壓的低次諧波含量的增加，使輸出電壓波形變差。</p><p><b>　　濾波器設計</b></p><p>　　逆變器輸出電壓波形的技術指標</p>

47、<p>　　波 形 的 諧 波 因 數 HF(Harmonic Factor)</p><p>　　第 n次諧波因數HFn定義為第n次諧波分量有效值與基波分量的有效值之比 。即：</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　總諧波畸變因數THD(Total Harmonic Distortion Factor )

48、</p><p>　　總諧波畸變因數THD定義為各次諧波分量有效值平方和的開方與基波分量的有效值的比 值 ，即</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　式（ 3-2）中 ，U1、Un分別為基波分量有效值和第n次諧波分量的有效值 。THD表征了一個實際波形與其基波分量接近的程度。理想的正弦波的THD等于零。</p&g

49、t;<p>　　畸變因數 D F( Di storti on Factor)</p><p>　　總的諧波畸變因數T HD雖然指明了總的諧波含量 ，但并沒有表出每一個諧波分量的影 響程度。為了表示出每一諧波分量引起波形畸變的程度，引入畸變因數，并定義為</p><p><b>　　（3）</b></p><p>　　對于第n次諧波

50、的畸變因數 DFn可以定義為</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　最低次諧波LOH(Lowest –Order Harmonic)</p><p>　　最低次諧波LOH定義為與基波頻率最近的諧波。</p><p>　　三相 SPWM 逆變電路諧波分析</p><p>　

51、　為了排除負載參數和電壓中性點的影響, 選擇直接對逆變器的輸出線電壓進行研究。由于線電壓輸出的對稱性, 選擇 A, B 相間的電壓 UAB進行分析即可。由基本向量和逆變橋的開關組合的對應可以得到線電壓 UAB值與基本電壓向量的關系,如表所示。把向量平面劃分為6 個扇區(qū),并對扇區(qū)依次編號, 如圖 2 所示, 在第扇區(qū),電壓向量U1 ( 100) , U2 ( 110)和零向量交替作用, 表現在線電壓UAB的波形上則為幅值為 UDC的脈沖電

52、壓和零電壓交替出現, 在第 扇區(qū), 電壓向量U2 ( 110) , U3 ( 010)和零向量交替作用, 表現在線電壓UAB的波形上則為幅值為- UDC的脈沖電壓和零電壓交替出現,余下的扇區(qū)依此類推。在每個扇區(qū)中,只要計算出電壓向量的作用時間, 也就得到了線電壓UAB的PWM 波形。</p><p>　　設逆變器輸出電壓的周期為T , 每個扇區(qū)的步數為n, 步進時間為T / ( 6n) ; 對參考電壓向量<

53、/p><p>　　標記為Uml ,下標m(m= 1, 2, 3, 4, 5, 6)表示扇區(qū),l( l= 0, 1, 2, 3, , n)表示一個扇區(qū)內向量序號</p><p>　　(逆時針方向增大) , 則電壓向量 Uml與扇區(qū)起始位置的夾角為l/ ( 3n)。電壓向量 Uml由扇區(qū)起始位置和結束位置方向的基本電壓向量(Tl1,Tl2)及零電壓Tl0合成, 3個向量的作用時間分別為tl1 ,

54、tl2和t l0，則有</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　如果把零電壓作用時間tl0分為相等的兩段插入t l和tl2的前面,則可以得到線電壓UAB關于時間t的函數(以向量U1 ( 100)位置為時間零點) :</p><p><b>　　（2）</b></p><p>

55、　　對式(2)進行傅里葉分解, 即可得到線電壓UAB ( t)各次諧波的幅值。在SVPWM調制下,由</p><p>　　于線性調制模式是其工作的主要方式, 所以本文對這種調制方式下的諧波情況進行分析。</p><p>　　輸出電壓周期對諧波影響</p><p>　　選取SVPWM 調制中每個扇區(qū)的步數n= 2,保持調制電壓為內接圓半徑不變, 改變輸出電壓的周期,則

56、可以計算出不同周期下的諧波幅值,從而得到各次諧波隨輸出電壓周期的關系,見圖。</p><p>　　圖10諧波幅值隨輸出電壓周期變化曲線</p><p>　　計算表明, 對于確定的步進頻率,輸出電壓周期(即輸出電壓的頻率)變化對各次諧波的含量沒有任何影響。當輸出頻率變化時, 如果每一個扇區(qū)的步數不變, 即載波比不變,則輸出電壓中各次諧波含量保持不變; 在變頻器實際控制中,可能采用分段同步調制

57、的方式,也即載波比在不同的速度區(qū)間分段,如果載波比改變,則輸出電壓的諧波含量相應改變。</p><p>　　調制電壓對諧波含量的影響</p><p>　　取逆變電壓的輸出頻率為50 Hz, 每個扇區(qū)的步數為2, 改變調制電壓的幅值,則可以得到諧波含量隨調制電壓幅值變化的一組曲線,見圖 11。</p><p>　　圖 11諧波含量隨調制電壓變化曲線</p>

58、<p>　　在圖6中,調制電壓從0. 017UDC到0. 577UDC(為最大線性調制電壓)間變化。隨著調制電壓的變化,各次諧波幅值都發(fā)生了變化,但總體的趨勢是各次諧波幅值隨調制電壓幅值的增加而減小。隨著調制電壓的增加, 逆變器輸出電壓的總諧波畸變率快速下降; 調制電壓對總的諧波畸變率有非常大的影響, 當調制電壓下降到 0. 337 UDC時,即下降到最大線性調制電壓的 58%時, 總電壓諧波畸變率THD達到了100% ,

59、當調制電壓下降到最大線性調制電壓的10%時, 總電壓諧波畸變率達到329%。</p><p>　　巴特沃思濾波器設計步驟</p><p>　　歸一化的巴特沃思型濾波器設計數據，指的是當濾波器的截止頻率ω= ω g= πf=1時 ， 即 截至頻率f= 時，進行實際設計時，用這個歸一化的低通濾波器的設計數據做為基準濾波器，將它的截止頻率和特性阻抗轉換為待設計濾波器 的相應參數：</p&g

60、t;<p><b>　　LC濾波電路分析：</b></p><p>　　當負載為純阻性負載 ZL= RL時，濾波器的傳遞函數（使用拉氏變換）為</p><p>　　很顯然當空載時,此時傳遞函數就是典型的巴特沃思型函數。而當R0為不同的負載時，可根 據截至頻率和上述的步驟來確定L0和C0的值。為了使濾波器輸出電壓接近正弦波同時又不 會引起諧振,LC濾波器的

61、截止頻率必須要遠小于SvPWM電壓中所含有的最低次諧波頻率,同 時又要遠大于調制波頻率。推薦PWM逆變器中的LC截止頻率f0的選擇最好滿足</p><p>　　而根據巴特沃思型濾波器的衰減量計算公式（式1），在設計時只要知道最低次諧波的次數，以及設計想達到的對最低次諧波衰減的量，就可以選定LC濾波器的截止頻率以及相應的電 感和電容值，這樣可以對不同諧波的衰減量達到可知、可控。</p><p&g

62、t;<b>　?。?）</b></p><p>　　式中，f 0為濾波器的截止頻率；n為濾波器的階數；fx是頻率變量 。</p><p>　　逆變器的PFC分析與設計</p><p><b>　　設計背景</b></p><p>　　Boost 型功率因數校正（PFC）變換器具有結構簡單、效率高、輸

63、入電流紋波和器件導通損耗都很小以及工作性能穩(wěn)定等優(yōu)點，因此廣泛應用于各種電子設備PFC電路中。但隨著功率等級的不斷提高，傳統(tǒng)的 Boost PFC 變換器的使用逐漸受到限制。將交錯并聯(lián)技術引入到 Boost 變換器中，能夠有效地降低功率器件的電流應力、減小輸入電流紋波和磁性元件的體積，提升功率等級。同樣，這種交錯并聯(lián)技術也很容易實現PFC電路的模塊化，從而在較高功率時可以選用多組PFC模塊并聯(lián)使用。</p><p&g

64、t;　　交錯并聯(lián)Boost PFC電路</p><p>　　交錯并聯(lián) Boost PFC 電路如圖12所示：</p><p>　　圖12交錯并聯(lián)Boost PFC主電路</p><p>　　電路結構上由兩路輸入和輸出均并聯(lián)的獨立PFC電路構成。工作時兩路開關管的驅動信號占空比大小相等，從而實現了輸入輸出電流均分，降低了電感與功率器件的電流應力。如圖13所示，兩路驅動

65、信號相位上錯開 180，這種交錯模式能有效地降低輸入電流紋波，減小了輸入EMI濾波器的尺寸。圖14給出了交錯并聯(lián)Boost PFC電路在電感電流連續(xù)模式下的工作狀態(tài)。</p><p>　　圖13 交錯并聯(lián)原理圖</p><p>　　圖14交錯并聯(lián)Boost PFC電路工作狀態(tài)</p><p>　　在占空比大于0.5時，電路在模態(tài)(Ⅰ)(Ⅱ)和(Ⅰ)(Ⅲ)間交錯切換;

66、當占空比小于0.5時,電路在模態(tài)(Ⅲ)(Ⅳ)和(Ⅱ)(Ⅳ)間交錯切換。</p><p><b>　　主要元件參數設計</b></p><p>　　9.31儲能電感設計</p><p>　　輸入電流紋波?iin與單路電感紋波?il的比值k和占空比d的關系</p><p>　　電感電流連續(xù)時，Boost電路占空比滿足U0=，

67、從而可以得到</p><p>　　在開關管導通期間，電感兩端電壓為輸入電壓滿足：</p><p>　　據此，可以計算出輸入電流紋波?iin與單電感值L的關系：</p><p>　　由公式（5）可以看出輸入電流紋波與開關頻率、儲能電感值、輸入電壓、輸出電壓有關。為適應全球電網，一般設計取電網電壓波動范圍為85V至264V。對于中國的電網環(huán)境，電網電壓波動范圍為176V

68、至264V。圖15 給出L=250μH，U0=400 V，f=65 kHz時，輸入電流紋波在電網電壓全范圍下隨時間變化的關系。圖16給出了電網電壓分別為85V和176V最低電壓時的電網電流紋波隨時間變化的關系。公式（5）可以化簡為：</p><p>　　圖15輸入電流紋波與輸入電壓、時間的關系</p><p>　　表 2 給出了常見的電網允許范圍與常見輸出電壓下的系數M值，其中M0為 TI

69、 技術手冊建議點處換算出來的M值。</p><p>　　圖16最低輸入電壓下電流紋波與時間關系</p><p><b>　　表2典型M值</b></p><p>　　由表2可以看出，在中國電網下如果仍然采用TI 技術手冊給出的最大紋波電流點計算的話 ，相對誤差達到了 26.14%。</p><p>　　由公式(6)以及電

70、網電流允許的紋波大小和開關頻率可以反推出電感值的大小。</p><p>　　9.32輸出電容設計</p><p>　　輸出電容按照保持時間選取 ：</p><p><b>　　附錄：參考文獻</b></p><p>　　張成, 王心堅, 衣鵬, & 孫澤昌. (2013). SVPWM 與 SPWM 比較仿真研究

71、. 機械與電子, (1), 3-7.</p><p>　　宋文祥, 陳國呈, 武慧, & 孫承波. (2006). 一種具有中點電位平衡功能的三電平空間矢量調制方法及其實現. 中國電機工程學報, 26(12), 95-100.</p><p>　　陳文明, 黃如海, 謝少軍. 交錯并聯(lián) Boost PFC 變換器設計[J]. 電源學報, 2011 (4

72、): 63-67.</p><p>　　孫超. 三電平 T 型并網逆變系統(tǒng)設計[D]. 浙江大學, 2013.</p><p>　　譚麗平. 逆變器輸出濾波器設計及電感分析研究[D]. 長沙理工大學, 2011.</p><p>　　武強. 二極管箝位型三電平逆變器 SVPWM 及中點電位平衡技術的研究[D]. 遼寧工程技術大學, 2011.</p>